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电工技术基础 与传统传声器相比，数字传声器有何优点？
多年以来，通信应用中所采用的传声器一直是驻极体电容式传声器(ECM)。这种传声器由振膜、背板和驻极体层构成。可移动的振膜和固定的背板构成了可变电容器的两个极板。驻极体层存储着相当于大约IOOV电容器电压的固定电荷。声压引起振膜振动，从而改变传声器的电容。由于分布在电容器上的电荷数是恒定的，所以电容器两端的电压随着电容的改变而变化，电容器电荷公式为：式中，Q是电荷，单位是c；c是电容，单位是F；V是电压，单位是v。随着声压的变化，电容微量增加或减少，记为AC，由此引起电压成比例地减少或增加，记为AV。
移动应用中的传声器体积非常小，通常直径为3～4mm、厚度为1～1.5mm。因此它们的电容也相当小，典型值为3～5pF，在某些情况下，甚至小到lpF。
如果电容式传声器所产生的信号驱动能力不够，那么在对信号做进一步处理之前需要一只缓冲器或放大器。按照传统方法，一直使用一只简单的结型场效应管( JFET)输入放大器实现这种传声器的前置放大。图2-355示出了封装的基于JFET放大器ECM的截面图。
随着ECM微机械工艺的改进，传声器体积越来越小，电容也不断减小。由于标准的JFET放大器具有相当大的输入电容，对来自传声单元的信号造成显著的衰耗，因此JFET放大器不再适合传声器的要求。
幸运的是，CMOS制造工艺的改进推动了放大器电路的改进。采用CMOS模拟和数字电路取代JFET放大器有很多好处。与传统的JFET放大器相比，采用现代亚微米CMOS工艺实现的前置放大器有多种优点：
降低喈波失真
更容易增益设置
多功能模式，包括低功耗休眠模式
模数转换功能，能使传声器直接输出数字信号
极大地提高了声音的质量
提高了抗干扰能力
虽然简单的基于JFET放大器的功耗很低，但是其线性度差而且精度低。因此，改进传声器设计的主要目标就是将前置放大器和数字技术结合起来，在保持极低功耗的同时，通过提高线性度和降低噪声来扩大动态范围。
移动电话处于固有的噪声环境。传统的JFET放大器（以及任何纯模拟）方案的问题是，模拟传声器的输出信号很容易受到潜伏在放大器和模数转换器(ADC)之间的噪声信号的干扰。因此，将ADC集成到传声器中，使传声器自身能够提供数字输出，以减小噪声干扰。
集成的数字输出前置放大器及其接口的框图如图2-356所示。传声单元的信号首先经放大器放大，然后经ADC转换成数字信号。内部稳压电源向放大器和ADC供电，既确保了良好的电源电压抑制能力，又为模拟部分提供了独立的电源。
按照仪表放大器结构中利用匹配电容器设置增益的方法，使用两只跨导运算放大器(OTA)和采用CMOS工艺制造的前置放大器。这种带有MOS输入晶体管的结构，对于容性信号源具有接近零输入导纳的非常理想的特性。由于使用电容进行增益设置，所以确保了高增益精度（只受光刻工艺限制）和多层．多层( poly-poly)电容器固有的高线性度。通过金属掩模编程很容易设置该放大器的增益，其增益可达到20dB。
该ADC是一个四阶、单回路、单bit∑．△调制器，其数字输出是单bit过采样信号。使用∑-△调制器实现模数转换具有以下几个优点：
噪声整形将量化噪声的频谱移到高频段，移到有用频带之外很远之处。因此，该电路系统无须
严格的匹配要求就能达到高精度。
ADC采用单bit∑．△调制器，因此使其具备固有高线性度。
在单bit、单回路调制器中，只有一个积分器有要求严格的设计限制。内回路积分器的输出都经
过噪声整形处理，因此放宽了对它们的设计要求。这样就降低了功耗。
高阶∑．△调制器的潜在问题是，当输入超过最大稳定幅度(MSA)时，容易产生不稳定。当高阶∑一△调制器(>2)由于过载变得不稳定时，即使输入降到最大稳定幅度以下，也不能够恢复到稳定工作状态。为了解决这个潜在的不稳定问题，数字控制反馈系统改变了∑．△噪声传递函数，强迫调制器回到稳定工作状态。
当系统输入时钟降到lkHz以下时系统进入低功耗休眠模式。这时系统消耗的电流从400uA降到约50uA，这样当不需要传声器时允许用户节省电能。从低功耗休眠模式回到正常工作状态只需要lOms的启动时间。
因为该系统具有失效分析功能，所以一种特殊的测试模式允许工程师访问该电路的内部不同节点。在启动期间通过把这些内部节点切换到DATA引脚，这样允许工程师访问加在DATA引脚上的特殊前导码进行失效分析。
电容式传声器的CMOS前置放大器的三个主要噪声源是闪烁噪声（l/f噪声）、输入晶体管的宽带白噪声以及（用于设置该放大器的直流工作点的）输入偏置电阻器RBIAS产生的经低通滤波的白噪声。考虑到人耳对低频成分的不敏感性，使用了A加权。
1/f噪声的功率频谱密度与晶体管的管芯面积成反比。折合到输入端，1/f噪声的幅度由F面公式给出：式中，K是与工艺有关的常数，厂是频率，W和L分别是该MOS芯片的宽度和长度，Co。是单位面积的栅极电容。因此，通过增加输入晶体管的面积就可以降低1／厂噪声的幅度。
折合到输入端的白噪声与金属氧化物半导体晶体管(MOST)的跨导值q-成反比：式中，七是玻尔兹曼常数，，是热力学温度。当MOST进入强反转工作模式时，9m-2/d/Veff,其中厶是漏电流，有效电压Veff- Vg。- Vth，即栅源电压减去MOST阈值电压Vth。通常把输入管设计得非常宽，以便当它进入弱反转工作模式时强制MOST工作在类双极型模式。这时9m=/d/(n Vr)，其中，z是斜坡因子
（MOST管的长宽比，典型值为1.5），VT是热电压。因此，通过最大化MOST管的长宽比町以优化白噪声性能。
将输入偏置电阻连接到容性源，因此其噪声是经过低通滤波后的噪声。假设噪声是低通滤波后的白噪声，低通滤波器的截止频率比音频段的频率小很多，可以得到总噪声功率是kT/C，其中C是该节点的电容值。
当今的趋势是传声单元越来越小，这样导致其电容越来越小，而噪声则随着传声单元电容的减小而增加。不过，由偏置电阻引起的音频段噪声的功率还取决于低通滤波器的截止频率。截止频率越低，在音频段范围内保留的总噪声功率就越小。为了将噪声压低，偏置电阻的阻值必须增加到传声电容值一半的四倍。因此，对于3～5pF的传声器电容，电阻最小值约为10GQ。
在片内实现如此大的阻值，一个好的解决方案是使用一对反向并联、在平衡点附近具有极大阻值（通常为1TQ～IOTQ）的二极管。对于大信号、阻值降低，假设在过载后具有快速建立时间。图2-357示出带内噪声是输入偏置电阻RBIAS的函数。
必须相对传声器电容优化前置放大器的输入晶体管面积。如前所述，尽管如果输入晶体管做得很大，那么1/f噪声将会降低，但是信号源的容性负载也会增加，从而衰减了信号幅度并降低了有用宽带内的信噪比(SNR)。这里需要折中考虑：如果输入晶体管做得很小，那么信号源的容性负载就变得很小，但是1／厂噪声却显著增强，从而降低了低频的信噪比。对于1/F声，使信噪比达到最佳的方法是输入晶体管的栅源电容等于传声器电容加寄生电容。对白噪声，最佳信噪比是输入晶体管的栅源电容等于传声器电容加寄生--电容的三分之一。在实际中，最好的折中方法是栅电容落在这两个值之间。
自举电路可以将输入引脚对整片芯片输入电容的影响降到最低。由于折合到输出端的白噪声与g。成正比，所有电流源MOST都被偏置在强反转区域，从而将噪声的影响降到最低。
表2-166列L{{了ADAU1301传声器前置放大器的典型参数和性能。
这种数字输出放大器虽然完全满足ECM的要求，但它不能完全适合于新兴的微电子机械系统( MEMS)传声器市场，它要求更高的集成度。固态MEMS元件中没有驻极体层的等效物，因此容性元件需要一个集成的高压偏置源。因为传声单元构成了一个纯容性负载，没有电流从偏置参考源流出，因此这个扩展版本的放大器系统可能会包括一个低功耗的内置电荷泵，从而无须存储电荷源的问题。
专为移动电话市场设计的传声器前置放大器推动了数字输出传声器的兴起。通过噪声分析产生了达到要求动态范围的低噪声仪表放大器。低功耗∑-A ADC不受严格的设计限制能达到高分辨率。低功耗休眠模式，当不需要传声器时进入节电模式，可以延长电池工作寿命。特殊测试模式，为制造商提供便于访问其他内部节点进行测试的方法，为检测前置放大器的模拟输出提供了便利条件
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