光伏逆变器的原理

　　1、全控型逆变电源原理：为一般 运用的单相电輸出的全桥逆变电源主电源电路，沟通交流元器件选用IGBT管Q11、Q12、Q13、Q14。并由PWM脉冲宽度调制操纵IGBT管的通断或截至。

　　当逆变电源电源电路接好直流稳压电源后，先由Q11、Q14通断，Q1、Q13截至，则电流量由直流稳压电源正级輸出，经Q11、L或感、变电器原线圈图1-2，到Q14返回开关电源负级。当Q11、Q14截至后，Q12、Q13通断，电流量从开关电源正级经Q13、变电器原线圈2-1电觉得Q12返回开关电源负级。这时，在变电器原线圈上，已产生正负极交替变化波形，运用高频率PWM操纵，俩对IGBT管更替反复，在变电器上造成交流电流。因为LC沟通交流过滤器功效，使輸出端产生正弦波形交流电流。

　　当Q11、Q14关闭时，为了更好地释放出来存储动能，在IGBT处串联二级管D11、D12，使动能返还到直流稳压电源中去。

　　2、半控型逆变电源原理：半控型逆变电源选用可控硅元器件。Th1、Th2为更替工作中的可控硅，设Th1先开启通断，则电流量根据变电器流过Th1，与此同时因为变电器的磁感应功效，换相电力电容器C被电池充电到大的2倍的电源电压。按照Th2被开启通断，因Th2的阳极氧化加反方向偏压，Th1截至，回到阻隔情况。那样，Th1与Th2换流器，随后电力电容器C又反旋光性电池充电。这般更替开启可控硅，电流量更替流入变电器的初中级，在电力变压器的次级线圈获得交流电流。

　　在线路中，电感器L能够限定换相电容器C的充放电电流量，增加充放电時间，确保电源电路关闭時间超过可控硅的关闭時间，而不需容积挺大的电力电容器。D1和D2是2只意见反馈二极管，可将电感器L中的动能释放出来，将换相剩下的动能送到开关电源，进行能量转换的反馈性。

　　微逆变电源以及关键磁元器件

　　光伏组件因安裝的部位、黑云情况、周边落叶等黑影的遮盖等要素的危害，每个部件造成的电力工程会产生差异水平的离散变量。假如把这些都串联和并联在一起，便会发生宛如新老充电电池组成应用的异常实际效果。一般充电电池总面积的2~3%被黑影遮盖时，总的发电能力经常会发生达到20%的降低，比较严重影响到了所有体系的发电量效率。因此，微逆变电源专业对单一的锂电池组件开展单独并网发电，能够最大限度地防止这一难题，此计划方案一经面世便备受亲睐。但一个家中电力工程，通常必须十几个或大量这种的单独逆变电源模块，因而该逆变电源能不能完成高效能成本低化就变成危害该系统软件广泛运用的主要限制要素。

　　Fig1、2所显示微逆变电源是非常经典的二种并网发电拓扑结构。Fig1中第一步选用2个交叠式临界值工作方式的变压反激式变电器，将其pwm占空比依照正弦波形半波规律性，根据单极电源电路的电力工程的正弦函数化、防护变压和MPPT（MaximumPowerPointTracker）操纵过滤，随后再全桥半波直流换相过滤，高效率地完成了低电压直流电的立即并网发电。这也是现在最具备发展潜力的微逆变电源工作方式之一。Fig2则是根据全桥防护变压、过滤，再开展全桥逆变电源过滤并网的常用方法。这类方法的突出缺陷便是必须较多的磁元器件，且高频开关元器件太多，成本费和速率层面优点不够，且电源电路为了更好地简单化，无一例外地使用了硬电源开关推动，那样防护主变压器的漏感要十分小，一般迫不得已选用双层线路板平扁变压器结构，促使其分布电容大，成本增加，EMI也非常难解决。

　　针对流行的CRMInterleave拓扑结构，关键磁元器件有二种，反激环形变压器和沟通交流滤波电感ACL。针对反激环形变压器FBT（FlybackTransformer），因为其工作中在临界值方式的百余kHz的输出功率，因而该类变电器的制定需要遵循以下标准：

　　1）选用高Bs、高频率低Pcv耗损的铁氧体磁芯；

　　2）为了更好地减少变电器的耗损，必须选用大合理横截面、低等效电路长短的设计方案来操纵磁耗损，常见的磁心有PQ、RM等薄形或者订制化的提升样子的商品；

　　3）最大限度变压器漏感，选用优良藕合的缠线结构；

　　4）缠线内电阻尽量小，与此同时还需要留意趋肤效应及磁密漏磁引起的铜心线涡流损耗

　　针对微逆变电源后续过滤的ACL，因为其谐波失真电流量相对性较小，一般选用高直流电参考点、高频率特点比较好的Highflux或性价比高更佳的NPF环状铁光伏材料。

　　住房型PV逆变电源以及关键磁元器件

　　现阶段普遍使用的非防护并网住房型光伏逆变器，其输出功率大部分为1.5 KW ~ 6 KW上下。为了更好地保持高的性价比高，并最大限度地提升转化高效率，业内乃至使用了SiC半导体材料、H5拓扑结构、3脉冲信号拓扑结构等各种各样新型技术性，但其最主要的拓扑结构无非图3、4二种：

　　产生这类特征的首要缘故，大部分是出自于逆变电源及其发电量体系的费用和高效率考虑到：

　　1）单机版输出功率相对比较小（1.5~3 kW）的PV，一般选用单一Boost的MPPT操纵；

　　2）单机版容积超出4 kW的PV，则常常选用双Boost双MPPT操纵方法；

　　3）针对一些复杂系统，尤其是像日本销售市场的商品，为合适其基本国情，通常在PV逆变电源的前面会选用好几个MPPT的直流电变压，然后端却仅有单Boost开展MPPT操纵。

　　住房型PV中危害整机高效率的被动元件除开EMI过滤器外，图中中Boost电感器和沟通交流滤波电感ACL更以其成本增加、高效率危害大而变成重要关键磁元器件。

　　此外，塑料薄膜型太阳能电池板的很多导进，塑料薄膜型太阳能电池板构造存有很大的分布电容。因而，为了更好地防止因溶性走电而导致的安全隐患，那样的发电厂系统软件还经常选用防护型的PV逆变电源。这一方法的一个关键特点是必须选用高频率反激变电器在Boost电源电路里完成高频率防护，或者在Boost以后，再根据LLC串联谐振或全桥移相零工作电压电源开关（FB-ZVS）拓扑结构来完成高频率的电气隔离。那样，高效率功率大的的反激变电器、LLC串联谐振电感器和FB-ZVS串联谐振电感器的工艺也变成此类商品主要的关键磁元器件。

　　商业中输出功率PV逆变电源以及关键磁元器件

　　商业中输出功率PV逆变电源功率很大，一般单机版容积在10~50 kW，和住房型PV相近，输出功率大多数为16~20 kHz。其最显著的特征是輸出为三相沟通交流，随后再根据3相交流变压器完成防护变压、并网发电，其典型性拓扑结构如Fig5所显示。做为过滤用的ACL，则既能够选用3只同样的滤波电感各自过滤，还可以根据3相态的藕合电感器来增强操作系统的性价比高。

　　除日本销售市场之外，做为住房型非防护PV逆变电源和商业中输出功率逆变电源中的主要关键磁元器件的电感器，绝大多数选用非晶类磁材。非晶类磁材因其非常高的Bs和非常好的直流电参考点特点，尤其适合于制做大感量的电感器。为了更好地进一步给予高效率，欧洲地区生产商也开发了多种多样的铁硅类环状和罐型电感器商品。

　　集中化发电厂PV逆变电源以及关键磁元器件

　　针对超大规模发电厂式的太阳能发电运用，一般均选用较为高的太阳能发电工作电压，立即逆变为交流电流，根据功率大的直流防护变压器完成防护并网发电。其意味着拓扑结构如图所示6所显示。

　　因为此类商品单机版容积大，遭受功率大的IGBT和高效率功率大的滤波电感等元器件技术性的牵制，现阶段我国的商品大部分尚处在2~4 kHz的输出功率；单机版容积为250~500 kW的输出功率级别，国际性上现阶段已在9~10 kHz頻率上保持了批量生产化。

　　对Boost电感器的标准以及解决方法

　　选用Boost电源电路的PV逆变电源，其输出功率从1.5 kW~30 kW不一，一般遮盖了住房用和商业中输出功率逆变电源的各种级别，该电感器的高效率的多少，立即影响了逆变电源的整机特性。那样的电感器设计方案必须最大限度地减少铁损和铜损。为了更好地完成这一总体目标，简易的办法便是应用非晶类永磁材料，在维持一定的电感器量的情形下尽可能减少铜心线的内电阻，其效果是因用铜量的提升，造成了高昂的成本费。

　　由于Boost变压电感器的输出功率根据16 kHz~20 kHz的特性，电源变压器中的耗损除开直流电内电阻耗损外，沟通交流高频率耗损占据较大的占比。

　　铜损包括以下四个层面：

　　1）有效值电流量流过直流电内电阻的低頻直流电耗损；

　　2）高频率沟通交流份量造成的输电线趋肤效应造成的高頻沟通交流耗损；

　　3）绕阻固层因为高频率电流量趋肤效应功效造成的贴近实际效果高频率耗损；

　　4）磁密漏磁历经电导体产生的涡流损耗

　　铁损则关键由带磁材料的特点所决策。为了更好地降低铁损，务必提升选择高频率耗损特点好的原材料。永磁材料的耗损好坏关联：铁氧体磁芯《非晶《铁硅铝《铁硅《纯铁粉芯。

　　非晶材料以其极高的抗饱和特性（Bs》1.5T）且高频率耗损好于铁硅铝的特性，本该是最好是的挑选，但非晶磁致伸缩指数特别大，经常随着很大的噪声；与此同时，尽管非晶选用壁厚为20多μm的非晶带材生产加工而成，非晶带材的涡流损耗十分小，而做为电感器磁原材料应用时，因为必须开磁密而迫不得已割开内孔，导致了端整体面层间的短路故障。当较高的ΔB转变 （电感器大谐波失真）发生时，磁心被割开的内孔会发生大的涡流损耗，其具体結果是磁心耗损反倒远远地高过铁硅铝材质的同样ΔB转变 下的耗损。不难看出，做为变压电感器的永磁材料，非晶不一定是较好的挑选。

　　大家都知道，开关电源电路高频率化最重要的目标便是根据输出功率的高频率化，促使电源电路中的储能技术和换能被动元件尽量地减少，以抵达效率高、成本低、小容积、快回应等目地。因此 ，在确保特性和不提升超额费用的情形下，最大限度地选用尽量小的电感器量，是PV逆变电源对Boost电感器设计方案的主要标准和技术性发展趋向。

　　殊不知，在没有更改頻率的情形下，减少电感器量，尽管能够大幅度控制成本，但这时的谐波失真电流量也随着增加，永磁材料內部的ΔB的提升，除开显著增加了非晶的磁心耗损外，非晶磁密中的漏磁成份的急剧提升，还可以直接造成附近铜缠线的趋肤效应（电磁感应加热基本原理）。因而，在应用非晶设计方案时，为逃避这一难题，迫不得已靠尽可能提升电感器量，减少电流量谐波失真来缓解这一压力，其結果，为提高工作效率迫不得已扩大电感器与此同时放低内电阻而采用很多铜料，这也是非晶不利小电感器量运用的直接原因。

　　为了更好地解决这一难题，一个很好的办法便是选用铁氧体磁芯 铁硅铝等方式 （或性能卓越铁硅NPF原材料），根据混和等效电路（Hybrid MagneTIcs）技术性，依据太阳能发电Boost电流量的作业特性，取长补短，保证既减少了电感器量（小容积、成本低规定），又明显改进电感器的耗损。

　　朝向欧美国家的光伏逆变器，务必最大限度地改进欧洲地区高效率ηEURO和美国加州的电力能源高效率ηCEC，欧效和CEC综合性高效率均为开关电源的不一样负载状况下的整体高效率，他们的计算办法以下：

　　ηEURO=0.03&TImes;η5% 0.06&TImes;η10% 0.13&TImes;η20% 0.1×η30% 0.48×η50% 0.2×η100%ηCEC=0.04×η10% 0.05×η20% 0.12×η30% 0.21×η50% 0.53×η75% 0.05×η100%

　　从这当中得知，要明显提升其整体高效率，就一定最大限度地调节好比较轻负载时的电功率耗损。运用混和等效电路中不一样磁材的特点，根据对其等效电路长短、磁电式及缠线线圈匝数等危害电感器特点的诸因素开展提升调整，使之合乎图7所显示的L-I直流电源感参考点特点，进而可完成欧效改进与成本低设计方案的兼具。

　　Fig7下左图展现出了Hybrid Magnetics新式电感器的L-I特点，其明显特征便是在额定值时，根据减少额定值电感器量，人为因素增加电源电路中的电流量谐波失真（运用光伏逆变器键入端大空间电容器“产能过剩”的高频率大谐波失真工作能力資源），来进行低内电阻且少使用铜的设计方案。此外，当负荷慢慢缓解时，电感器量会随着大幅度提高，促使这时的磁心內部的ΔB显著降低。那样，一方面降低了铁损，另一方面部分的细微磁密处的漏磁也会大幅度缓解，使涡旋危害很小。此外，伴随着电感器量的快速提高，电感器中的高频率电流量谐波失真大幅度降低，进一步减少了电感器电流量的有效值和交流电的高频率份量，进而促使电磁线圈的直流电耗损、趋肤效应、贴近效用等大大提高。实践经验证明，那样的制定还可以使逆变电源的整机高效率，从特轻负荷逐渐就处在高效率，直到载满，个别情况下，比较轻负载的高效率还将会在很宽的一个范畴内高过载满高效率。Fig7下图表明负荷降低时，电感器的谐波失真电流量也显著降低。

　　Hybrid Magnetics技术性的一个基本上技巧，便是在绕阻內部应用有益于造成电感器量和直流电参考点特点的性能卓越铁硅或铁硅铝原材料，而在绕阻以外，则尽可能应用20 kHz頻率下磁心耗损基本上能够忽略的性能卓越铁氧体磁芯原材料，来最大限度地减少非缠线部的等效电路长短和减少磁电式，与此同时防止因气体磁密处的漏磁而发生的输电线的涡流损耗。根据这一技巧，能够在比原先非晶型电感器量小30~50%的标准下，促使一台5kW的光伏逆变器整机高效率提升0.5~0.7%之上（即满输出功率时降低30W上下的电感器发烫）。

　　针对输出功率大的PV逆变电源，因其经常使用双Boost的构造，因此若进一步引进2合一式的磁集成化（Integrated Magnetics）技术性，还能够进一步提高高效率，控制成本。

　　如图所示8所显示，磁集成化串联电抗器是由2个单独的电源变压器，各自线圈电感在磁心的2个臂上，再根据在其中公共的正中间等效电路产生磁集成化的原理。两电磁线圈中穿过图例方位的交流电时，两电磁线圈所造成的磁束，会在中间公共性一部分磁心里开展磁通量相抵，乃至为零。假如在同一时时刻刻穿过电磁线圈的电流相贴近时，磁心公共性一部分的磁通量可相互之间相抵，就算磁心的合理截面小，以其总磁通量不大，这里的磁化强度B也会很低。因为双臂的合理横截面和核心柱的合理截面之比被设计方案在1：0.9，核心柱磁心也远不容易饱和状态。

　　图9为该电感器在以上情况下，让左侧电磁线圈电流量较大，使磁心贴近饱和状态的模拟結果。从图上能够显著看得出，就算两侧的磁心贴近饱和状态，正中间公共性一部分磁心的横截面虽小，却仍避开饱和状态。这时磁心就算是处在高频率运行状态，正中间磁心柱上的ΔB十分小，这一部分磁心的消耗当然也很低。

　　对沟通交流滤波电感的标准以及解决方法

　　光伏逆变器的滤波电感的压根功能取决于根据电感器的储能技术和续流，根据LC互联网，将键入端正弦波形脉冲宽度调制波形开展光滑，使线路的输入输出端过滤电力电容器两边获得规范光滑的正弦函数工作电压波型。因为逆变电源并网选用电流量型操纵方式，客观性上逆变电源务必向电力网輸出合乎高次谐波政策法规的交流电波型。逆变电源的载频頻率为20 kHz上下，就算是大中型发电厂式光伏逆变器的载频頻率，也远远地高过50 Hz的39次谐波电流（1950 Hz），因而，本质上载波通信頻率的谐波失真并不会显著危害高次谐波份量。换句话说，就算輸出过滤器中的滤波电感量不大，只需把控恰当，调整好闭环控制电流量主要参数，并网时交流电的高次谐波份量是不容易很差的。殊不知具体情况好像并没有这般，大部分状况下，在滤波电感量非常钟头，通常会发觉高次谐波份量也非常高。其首要因素是，当輸出过滤器的感量稍低时，尤其是当电感器量伴随着电流量的提高，发生感量大幅度降低时，因为感量并不是稳定的参量，闭环控制开环传递函数也不一样；不留意得话小电感器值有时候还会继续可能会导致取样偏差、沟通交流过零辨别的不精确。自动控制系统的闭环控制主要参数不搭配时，非常容易产生系统软件的震荡，进而产生了较弱的高次谐波。这时，电流量波形图的失帧，经常还会继续随着发生非常大的声频噪声。

　　处理这一难题有两个迥然不同的方式：

　　方式 1：尽可能提升滤波电感量，并尽可能使电感器维持一个数值，使之不随电流量尺寸更改而更改。这类方法的不足之处是大幅度扩大了电感器成本费。现阶段中小型输出功率光伏逆变器中普遍使用的大空间非晶电感器和大中型发电厂式逆变电源中的铁氧体磁芯类的电感器均为那样的考虑到；

　　方式 2：选用性能卓越无耗、具备很大斜降特点的新式电感器，根据调节闭环控制系统实体模型，提升操纵参数，使体系融入高频率化、小感量的设计方案。根据提升操作系统的手机软件操纵水准，来获得更快的商品性价比高，以增强商品技术性竞争优势。这一方式 尽管难度系数较高，但合乎电子电源的发展前景。

　　针对这个新式高效率电感器的设计方案，和Boost电感器设计方案规定一样，规定该电感器在大谐波失真电流量工作中时，维持非常好的高效率。因为其功率电感量能够制定成较为小的感值，即便 规定直流电内电阻较低，用铜量也可以获得大幅度的操纵。针对永磁材料中的ΔB电磁场弹性系数大的难题，一样地选用Hybrid Magnetics技术性，能够操纵带磁的耗损、降低漏磁的存有，做到非常少的用铜量也可以维持很低的阻值的目地。

　　由于单相电、3相沟通交流路线上各自必须两个和3个同样感量的滤波电感，为了更好地进一步减少容积，提升永磁材料的使用率，还能够选用单相电藕合式和3相藕合式电感器设计方案的计划方案。

　　除此之外，针对功率运用，不论是Boost电感器或是滤波电感，因其功率电感量偏小，电流量谐波失真大的特性，缠线的高频率趋肤效应和固层的贴近效用也会非常显著，因此可选用宽高比大的正方形扁铜心线开展立柱式线圈电感，最大限度改进其高频率耗损。

　　防护型PV逆变电源中的关键磁元器件

　　防护型光伏逆变器，因为提高了电气隔离电源电路和元器件，整机高效率会有一定的降低，因而除开选用效率高的线路拓扑结构（如LLC串联谐振、FB-ZVS移相全桥、数字功放钳位反激电源电路等）外，在其中高频率隔离变压仪、高效率串联谐振电感器的设计方案，也起着重要的功效。

　　针对选用数字功放钳位反激拓扑结构的防护功率大的变电器的设计方案，变电器的无耗设计方案极其重要。针对贴近20 kHz或更多的输出功率，磁心元器件务必是高频率耗损很好的性能卓越铁氧体磁芯。而反激变电器本质上是一个储能技术电感器，必须非常大的磁密开展能量转换的储存，因此设计方案类似的变电器时务必要遵循以下标准：

　　1）采用相近图10所示的两段匀称磁密以减少磁心的漏磁；

　　2）选用适合电缆线径的多芯丝包线线圈电感以尽量减少铜心线的涡流损耗和趋肤效应；

　　3）选用有益于缓解漏感和绕阻贴近效用的缠线构造

　　针对LCC串联谐振和FB-ZVS移相全桥的线路拓扑结构，不错的制定方法是在防护型输出功率变电器设计方案时，尽量地较少漏感的存有，以提升变电器的高效率，改进其生产制造工艺性能；而把必须的串联谐振电感器量外接，应用高效率单独的专用型串联谐振电感器来做到操纵成本费提升整机高效率的目地。除此之外，因为LLC电源电路和FB-ZVS电源电路的工作模式大不一样，因而在设计方案LLC串联谐振电感器和FB-ZVS串联谐振电感式传感器时，应考虑其差异的耗损实体模型而开展不一样的设计方案偏重于，一般就算是一样输出功率一样电感器量的商品，因其耗损实体模型不一样，也不太好交换应用。

　　太阳能发电电感器的电磁感应兼容问题

　　在光伏逆变器中做为储能技术部件的Boost电感器及其做为过滤用的AC电感器，一个相同的特征便是其电感器的一端必定和功率半导体的高压断路器相互连接。为了更好地减少逆变电源的开关损耗，除开选用过零软电源开关技术性之外，广泛的法子便是尽可能提升电力电子器件的推动启用和推动关掉的速率。那样，电感器的这一端难以避免地发生了很高的dV/dt的电流转变 。因为构造上的缘故，电感器缠线的每邻近堵转、固层等不同位置事实上遍布了繁杂的分布电容和堵转融合漏磁引起的漏感，这种细小的电容器和电感器一起产生了一个比较复杂的LCR互联网，当电感器的一端遭受剧烈的阶跃电压鼓励时，电感器內部建立了繁杂的高频率衰减系数串联谐振，其頻率一般会遍布在十几MHz~百余MHz的频段范畴，并具备一定的震荡动能，这也是光伏逆变器EMI的另一个关键干扰信号。

　　为了更好地清除其危害，处于被动的办法是，迫不得已在I/O过滤控制回路中使用十分贵重的共模过滤器，并因为共模过滤器要做到充足的感量，进而应用了大批量的铜缠线，进一步提升了成本费，减少了高效率。

　　由于以上缘故，在设计方案太阳能发电Boost电感器、AC滤波电感、防护型高频率输出功率反激变电器时，提升电感器的构造、缓解其高频率震荡源，将是性能卓越太阳能发电电感器必不可缺的规定。

　　图11（a）为现阶段广泛使用的C型非晶原材料线圈电感的3 kW单Boost电感器的电功率时的典型性工作中电流量波型。在Boost启用和关闭时，电感器电流量发生了严重的高频率震荡，其振动頻率成份也非常丰富，约在20~30 MHz宽带网络上；Fig11（b）为选用预φ47的铁硅铝磁围绕制的3 kW单Boost电感器的波型，一样图上表明出10 MHz上下的高频率衰减系数震荡；Fig11（C）则为选用了结构合理和有关设计方案加工工艺标准的Spike Blocker TM技术性后，应用Hybrid Magnetics混和等效电路设计方案的新式高效率电感器的评测波型（这种检测均根据同样机器设备、同样I/O工作电压、输出功率、输出功率标准），不难看出，关心电感器的EMC设计方案加工工艺标准具备十分关键的实际意义。

　　光伏逆变器电感器的技术性发展趋向

　　光伏逆变器中的电感器，不管就其费用和效果危害看来，均在逆变电源元器件中占有着至关重要的影响力，电感器技术性的发展将很大地促进太阳能发电新技术的发展趋势。

　　从微逆变电源到发电厂光伏逆变器，一个优秀的太阳能发电电感器设计方案，理应是在充足了解和融合光伏逆变器电源电路原理及特性的根基上，充分运用原材料界可批量生产化的各种各样磁原材料的优势，结合现如今电力电子技术行业相关磁集成化及混和等效电路等技术性，与此同时还须关心电磁兼容测试相兼具的先进工艺和设计产品核心理念。

　　电力电子技术技术性进步的一个主要方位是根据新型材料、新电子器件、电源电路拓扑结构技术性、智能化技术性、模拟仿真控制系统等的持续发展趋势，完成电力工程转换的性能卓越、成本低化。而表现这一过程的便是电源总开关頻率的高频率化。因而，电感元件的小电感器量化分析运用趋于、高频率化、大谐波失真时也可以维持无耗的技术性，将变成促进这一过程的关键能量。

　　能够预料，伴随着这种电感器技术性的发展趋势，1.5~50 kW中小型输出功率光伏逆变器、250~500 kW的大中型发电厂集中型单机版太阳能发电系统软件，将以高些的特性、更低的成本费，各自从20 kHz向50 kHz、从3~4 kHz向10 kHz之上頻率的转换的脚步会变的越来越快。

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