一些场所的通讯不可以取决于一切事先搭建的网络建设，只是必须一种可以临时性迅速全自动机构互联网的移动通讯技术性。因而、感应器互联网将慢慢推动人们踏入“互联网即感应器”的感测器时期。

低噪音放大仪LNA （ low noise amp lifier）是频射接受前面的关键构成部分。因为坐落于接受前面的第一级，立即与无线天线相接，因此 它的噪音特点将对全部体系起着关键性功效。与此同时，无线天线传输的数据信号一般比较弱，因此 低噪音放大仪自身必不可少给予充分的增益值变大数据信号，并把实用的数据信号详细地传递到下一级。

文中制定的低噪音放大仪，工作中在2. 4 GHz频率段上，选用SM IC 0. 13μm RF CMOS工艺技术。针对频射系统软件，尤其是使用于传感器网络节点中的控制模块，功能损耗是需要最先考虑到的难题。在这个基础上放大仪需给予充分的增益值及其低噪声系数，而且达到一定的网络带宽、线性及其稳定性。可是最少噪声系数与较大增益值是无法与此同时获得的。因而，怎样在限制功能损耗的条件下最大限度完成键入功率配对及其提升低噪音放大仪的噪音特性变成 设计方案中的最大的挑戰。

1　低噪音放大仪设计方案

1. 1　电源电路构造

文中运用的低噪音放大器电路构造如图所示1所显示。

图1　低噪音放大器原理图

该低噪音放大仪行为主体电源电路选用共源共栅的差分信号构造，因为共栅级电源电路的键入特性阻抗不大，抑止了共源级的电压增益，进而抵制了密勒效用，提升 了反方向隔离度，与此同时使输入电阻受共源管M1、M2 栅漏间电容器及其后续电源电路危害缩小，使放大仪可靠性提高。

在该构造中，片内电阻器R1、R2 分压电路造成偏置电压Vbias ，根据Rg1、Rg2加进共源管M1、M2 栅压， 为其给予直流电参考点。为了更好地确保较低的噪声系数， Rg1、Rg2应选择电阻值很大的电阻器， 以防护参考点电源电路中电阻器R1、R2 产生的噪音。晶体三极管M3、M4 为共栅MOS管。

片内源性极电感器Ls1、Ls2及其M1、M2 栅源间额外电容器Cex1、Cex2相互配合栅压片外电感Lg1、Lg2 ， 完成低噪音放大仪的键入配对。电感器Ld1、Ld2各自和电容器Cd1、Cd2串联，再各自与Cd3、Cd4串连， 完成低噪音放大仪的輸出配对。

分析图表1所显示差分信号共源共栅放大仪的半电源电路运行状态，针对工作中于饱和状态区的MOS管用：

为确保低噪音放大仪达到较小的噪声系数，运算放大器中的MOS管的栅长应尽可能挑选极小值，本加工工艺最少栅长为0. 13μm，因此 ，共源管M1 和共栅管M3 的栅长L1、L3 皆设成0. 13μm。在这里情形下，更改共源管和共栅管的栅宽W1、W3 ，能够调节M1、M3的跨导gm1、gm3。依据共源共栅电源电路特性得知，更改共源管和共栅管的跨导能够更改放大仪的增益值。此次设计方案选用1. 2 V电源电压供电系统，为了更好地确保一定的线性，及其保证 M1 栅源工作电压Vgs1超过阈值电压Vth （本加工工艺的Vth约为430 mV） ，挑选直流电偏置电压Vgs1为600 mV。针对工作中于饱和状态区的MOS管，其漏极电流量Id 表明为：

此次设计方案规定功能损耗限定为8 mW， 在偏置电压Vgs1及其各技术主要参数早已明确的情形下， 共源管M1和共栅管M3 的栅宽W1、W3 决策了该放大电路的工作中电流量Id ，即影响了放大仪的功能损耗。设记时，在确保增益值的条件下， 调节W1、W3 ， 模拟仿真获得半电源电路工作中电流量约为3 mA，即总电流量约为6 mA，达到指标值规定。

该低噪音放大仪增益值控制回路选用数据信号加持方式，增益值操纵MOS管Mc1、Mc2由VC1操纵，Mc3、Mc4由VC2操纵。在半电源电路中，根据更改Vc1能够更改Mc1的导通，在Id1不会改变的情形下，则能够更改穿过M3 电流量Id3。而工作中在饱和状态区的M3 管的跨导gm3能够表述为：

因此 更改Id3能够更改gm3 ， 从而完成放大仪增益值的更改。

1. 2　键入配对

图1所显示低噪音放大仪键入端半电源电路以及小数据信号闭合电路如图所示2所显示。

图2　键入端电源电路构造及小数据信号实体模型

最先考虑到键入端未连接M1、M2 栅源间额外电容器Cex1、Cex2时的状况。根据键入端电源电路小数据信号实体模型剖析得放大仪输入电阻为：

为了更好地获得较小的噪声系数， 源特性阻抗相对值（最好噪音源特性阻抗） Zop t应达到：

在其中，α为共源管跨导与其说源漏氧化还原电位的比率。δ为一参量，γ为一指数， 在长断面元器件中，δ的值约为1. 33，γ的值约为0. 67， 在短断面元器件中， 这两个值都是会由于短沟道效应而增大。界定c为栅噪音与漏噪音相关系数r， 其值一般为0. 395 j， 为一纯虚数，体现了栅和断面间噪音造成的的溶性藕合水平。

源级电感器Ls 和栅压电感器Lg 不容易造成最好噪音源特性阻抗的实部产生变化，而仅对电感一部分造成危害。

要完成输出功率和噪音与此同时配对，务必使输入电阻Zin和最好噪音源特性阻抗Zop t共轭点配对， 令Zin = 50 Ω，则有：

即：

式（6）中有4个方程式， 4个未知量，仅有一组解，即输出功率配对和噪音配对与此同时符合时， 功能损耗（ Id ）是明确的，不能提升。而在限制功能损耗的情形下，输出功率配对和噪音配对则不太可能与此同时达到。

因此在控制电路中就必须在噪音配对和输出功率配对中开展最合适的。下边引进M1 管栅源间额外电容器Cex ，那样，输入电阻变成：

最好噪音特性阻抗Z ′ op t表明为：

那样， 为了更好地使输出功率和噪音与此同时配对， 令Zin =Z ′ op t*= 50Ω，获得：

式（ 9）中有4个方程式， 五个未知量，则能够限制一切一个主要参数，再提升其他主要参数。因此 ，在功能损耗（ Id ）限制的情形下， 依然能够实现输出功率噪音配对。引进Cex后，根据调节Cex ，最先能够使最好噪音源特性阻抗Z ′op t实部为50Ω。

再挑选Ls ，使电源电路达到Re ［ Z′in ］ = Re ［ Z ′op t ］ =50Ω。依据式（8） 、式（9）能够发布：

式（10）强调，选择的Ls 的电感器值在引进Cex后亦能够比沒有联接Cex时有一定的减少。Ls 为源极负的反馈电感器，因为电感器中的内寄生电阻器危害及其该电感器自身的负的反馈特性，低感值的电感器能够达到更强的噪声系数。

最终，调节片外电感Lg ，使串联谐振为ω0 （设计方案规定ω0 为2. 43 GHz） ，ω0 表明为：

因为Cadence专用工具的局限，模拟仿真S参数时无法显示Sop t曲线图，噪音配对难以保证最佳。在具体设计过程中，当共源管M1、M2 宽长比及其其参考点电源电路都早已明确时，能够利用扫描仪Cex主要参数，较为最少噪声系数NFmin ，选择其相对值。当最少噪声系数NFmin明确后，再根据进一步调节Cex ，尽可能达到输出功率配对。在这里全过程中，务必与此同时关心噪声系数NF和最少噪声系数NFmin的转变，最终根据较为，挑选最合适的的提升結果，明确合理的Cex和 Ls、Lg 值。

1. 3　輸出配对

电源电路輸出端根据漏极电感器串联、串连电容器的构造完成匹配电阻。漏极电感器的选择对低噪音放大仪的特性有很大危害。电感器值的尺寸可以直接危害放大仪的增益值。很大感值的电感器能够提升LC串联谐振电源电路的等效电路特性阻抗，进而产生高些的电压增益。可是大电感器的自串联谐振较低，而射频电路规定的输出功率却很高。与此同时， 大电感器也会占有更高的集成ic总面积，引进很大的噪音。并且，当电感器值太高使者放大仪输出阻抗实部超出50Ω时，必不可少根据在輸出端串联电感器或提升源极追随器等缓存电源电路的办法能够将輸出匹配电阻到50Ω。假如立即串联电感器，则会使輸出端直流电短路故障，要处理这个问题，则务必串连一个大电容器后再将此电感器划入电源电路，针对总体设计方案而言，引进了大量的无源元件，一方面大大的危害了电源电路特性，另一方面也占有了大量总面积。而提升一级缓存电源电路，则会提升放大仪的附加功能损耗。针对传感器网络节点中的控制模块，这2种方式 也不行得通。因而，实际设计方案时，需选择正确的电感器，既能确保该有的增益值，又可以使输出阻抗实部在 50Ω周边。

因为该电源电路构造有着较高的隔离度，輸出端特性阻抗的调节对键入端危害并不大，能够在輸出端独立开展配对。实际设计过程中，能够最先在輸出端只联接漏极电感器Ld ，根据模拟仿真其S22主要参数，模拟仿真其相匹配頻率2. 43GHz下的输出阻抗。随后对比Smith圆图，先串联电容器将输出阻抗实部调节到50Ω，再根据串连电容器，将输出阻抗虚部调节到0。那样，最终还可以将輸出匹配电阻到50Ω，完成輸出端输出功率配对。

2　低噪音放大仪的板图之后模拟仿真結果

此次设计方案的低噪音放大仪板图如图所示3所显示，集成ic总面积约为： 735μm ×780μm。由于电源电路为对称性构造，因此 在板图的制作上也特别注意对称，那样有助于提升电源电路特性。集成ic左边为SGS焊层，用于连接差分信号键入数据信号。集成ic右边为SGS焊层，用于接差分信号輸出数据信号。集成ic上下方各为三针直流电焊层，用于给予增益值操纵数据信号Vc1、Vc2 ，对称性的开关电源Vdd及其对称性的地Gnd。在焊层小组之间间隙处，提升了开关电源Vdd到地Gnd的耦合电容组滤掉开关电源Vdd上的谐波失真，旁通外部影响，这类构造还可以在较大运用板图总面积的与此同时进一步提高了电源电路特性。

图3　低噪音放大仪板图

在Cadence Spectre模拟仿真条件下对线路的S 主要参数，噪声系数NF及其可靠性指数KF开展了后模拟仿真，后模拟仿真在TT加工工艺角，溫度为27 ℃情形下开展。

电源电路在1. 2 V电源电压下工作中电流量约为6. 0 mA。

S11后模拟仿真結果如图4 所显示，功率放大时S11约为- 29. 8 dB，中增益值时S11约为- 17. 7 dB，低收获时S11约为- 16. 3 dB。三种状况下S11均达到低于- 10 dB，键入配对优良。

图4　S11模拟仿真結果

S21后模拟仿真結果如图所示5 所显示，功率放大时S21约为21. 2 dB，中增益值时S21约为11.0 dB，低收获时S11约为2. 8 dB。基本上达到设计方案指标值中的功率放大20 dB，中增益值10 dB，低增益值0 dB规定。

图5　S21模拟仿真結果

S22后模拟仿真結果如图所示6 所显示，功率放大时S22约为- 20. 7 dB，中增益值时S22约为- 10 dB，低收获时S22约为- 10 dB。三种状况下S22均达到低于- 10 dB，輸出配对优良。

图6　S22模拟仿真結果

噪声系数如图所示7所显示。在2. 43 GHz上，后模拟仿真噪声系数NF约为0. 49 dB，与最少噪声系数NFmin后模拟仿真結果0. 46 dB较为贴近，噪音配对优良。

图7　噪声系数NF模拟仿真結果

键入1 dB缩小点如图所示8所显示，在功率放大下约为- 20. 2 dBm，依据1 dB缩小点与IIP3的关联，能够发布，该放大仪IIP3约为- 10. 6 dBm。

图8　低噪音放大仪輸出1 dB缩小点模拟仿真結果

其他后模拟仿真結果：反方向隔离度S12在三种增益值情况下均低于- 45 dB;稳定性KF约为6. 2，其值远高于1，放大仪肯定平稳。

3　汇总

此次设计方案的低噪音放大器芯片在限制功能损耗的根基上，确保了较高的增益值，与此同时完成了键入配对的提升，完成了给出功能损耗标准下的输出功率和噪音与此同时配对。

该低噪音放大仪在最大增益值为21 dB时噪声系数约为0. 5 dB，而且根据放大仪S11、S22主要参数反映出其键入输出阻抗输出功率配对特性优良。放大仪增益值控制回路达到设计方案规定。总的来说，该低噪音放大仪特性优质，完成后有希望使用于无线网络传感器网络频射收取和发送集成ic中。
来源于；电子器件工程网

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